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高压IGBT在缓冲电路中的短路特性
发布时间:2018-02-03    文章来源:    浏览次数:886

高压IGBT在缓冲电路中的短路特性

1. 引言
  为了使相同半导体器件(如IGBT/二极管)获得更高的整流输出电流,可以采用电流缓冲电路。该缓冲结构主要是给IGBT串联一个导通电感Ls,Ls值的选取由给定的diC/dt目标值及特定IGBT开通损耗下的栅极电阻RG决定。相比无缓冲电感的硬开关来说,该电路中IGBT开通损耗明显减小。此外,二极管的反向恢复电流峰值、关断时电压过冲也都减小,该缓冲电路已经应用在大功率IGCT整流器中。
  较高的导通电感LS除了减小IGBT开关损耗外,对两种短路模式(SC1、SC2)也有重要的影响。在SC1模式下开通时,IGBT的集电极-发射极电压VCE可以减小到接近VCE,sat。因此,米勒电容对VGE的反馈随着VCE的增加而增大。关断时的饱和电流对钳位电容器充电有重要的影响,且直接决定了短路关断后IGBT的端电压。因此,必须合理设计缓冲电路的参数及其短路特性,并探讨可供选择的检测方法。
 
  2. 缓冲电路的搭建
  电流缓冲电路主要是由较高的开通电感(Ls+Lpar)、缓冲二极管(Ds)、钳位电容(Cs)、及缓冲电阻(Rs)构成。缓冲电感Ls要远远大于电路中的寄生电感Lpar,Ls不仅对IGBT的正常开通有影响,而且对短路瞬时开通也有影响。由于开通电感大,随着集电极电流的上升,IGBT的电压迅速减小。因此,IGBT的开通损耗也就减小。栅极电阻值的选择可在开通损耗和开关速度之间达到最佳折衷。而在IGBT的关断过程中只有寄生电感Lpar起作用,关断时的过冲电压主要由寄生电感Lpar上的电压和续流二极管(FWD)、缓冲二极管的正向恢复电压(VFRM)共同决定。
  前面提到了电流缓冲电路已用在IGCT大功率整流器。若在IGBT的开关电路中采用该缓冲电路,必须考虑多方设计,从而使IGBT获得良好的短路耐量,这将在第三部分重点讨论。图1(a)所示的负载短路,可能是由不同的失效引起的(如反向恢复过程中二极管失效)。

实际的diC/dt缓冲电路  简化的单芯片SC1/SC2电路 
图1 不同的缓冲测试电路图:(a)实际的diC/dt缓冲电路;(b)简化的单芯片SC1/SC2电路
 
  在大功率工业整流器的应用中是要求器件无爆炸性失效模式的,这由确定的短路器件特性给出,研究采用了压封IGBT。为降低大压封IGBT短路烧毁的概率,首先在简化缓冲电路图1(b)采用4.5 kV/50A单芯片IGBT进行,栅极和电路参数的设置,是根据实际缓冲应用中的diC/dt设定,这里我们没有研究图1(b)中短路关断后钳位电容的充电过程。对于单芯片SC2模式,是在单芯片短路IGBT(SIGBT)上并联了一个负载电感和一个续流二极管,如图1(b)的虚线所示。
  下面的试验比较了有缓冲和没有缓冲结构下SC1、SC2两种短路模式特性。
 
  3. 短路测试
  3.1 短路模式1
  图2(a)和图2(b)比较了短路模式1(SC1)下的特性。短路开通时,当施加一个小的直流电压,缓冲电感Ls自身会产生一个较大的自感电动势,减小开通时的电流上升率diC/dt,IGBT集电极-发射极电压也更低,甚至接近了饱和压降的水平VCE,sat,如图4(a)。从图1(a)中外部回路中可以算出短路时IGBT两端的电压:
VCE=VDC −VLs−VLpar
  就短路开通过程而言,VCE可由下面公式计算得到:
计算公式2 
  在更低的集电极-发射极电压VCE下,米勒电容变大,在随后VCE增加(正dVCE/dt)时,可测得更高的负向栅极电流(从芯片栅极流出的电流),对比图2(a)、图2(b)中蓝色的栅极电流波形可以看出。据此,若外部GE 间电压的钳位效果太弱(尤其是使用42个芯片组成的压焊式IGBT模块),那么在缓冲SC1中导致更高的栅极电压及更高的短路电流峰值。缓冲SC1中更大的负向栅极电流,增强了寄生栅极电感LG的影响,加剧“自关断”(STO)机制发生的概率。因此,压焊式封装IGBT模块中可以用一根寄生电感(LG≈30nH)非常小的电缆线来代替栅极同轴线(LG≈130nH)。图3是单芯片IGBT在最初130nH 的寄生栅电感LG下的测试波形。高过冲电压的STO机制可以从电压和电流波形图中看出来。相比图2(b)来讲,SC1短路特性已经变的相当不稳定。这种条件下,单管已经损坏。所以,图3所示的动态短路特性必须避免发生。
无缓冲结构  有缓冲结构 
图2  2.5kV下单芯片SC1(Lpar=9.5μH,LG≈1.2μH):(a)无缓冲结构;(b)有缓冲结构 Ls=55μH
图3 带有缓冲电路的SC1, LS=84μH, LG≈5.3μH 
图3 带有缓冲电路的SC1, LS=84μH, LG≈5.3μH
  如果采用完整的缓冲电路结构(如图1(a)),不仅Ls反馈的短路去饱和特性非常重要,短路电流的峰值(ISC,peak)也很重要。如图4中IGBT短路关断后,Ls储存的能量将给钳位电容充电到某一值。如果ISC,peak电流峰值很高,必须用更大的钳位电容Cs来保证IGBT两端的电压值低于额定阻断电压。因此,限制短路电流的峰值并快速检测非常必要。如果不考虑缓冲电路(RS和Lpar2)的影响,钳位电容两端的最大电压可计算为:
计算公式3 
  其中:Ioff是指关断时刻toff对应的短路饱和电流,如图4(a);apnp是双极晶体管的电流增益,k是沟道的电导率,这两个参数都与温度有关系,所以,IC,sat也受温度的影响,这种影响可以从图2(a)中看出来。当采用缓冲电路(参见图1(a))时,电容器的电压最大值将减小。由Ls中存储的能量及通过Rs的放电过程,可以近似得到VCs,max,R
计算公式3 
  其中:当0.2Ω< Rs< 10Ω时,k=5.5。
压焊式IGBT的SC1下缓冲电容充电测试:VDC=770V  压焊式IGBT的SC1下缓冲电容充电测试:VDC=3kV 
图4 压焊式IGBT的SC1下缓冲电容充电测试(Lpar=200nH,Ls=2μH, VGE,ext≈12.5V):(a)VDC=770V;(b)VDC=3kV
  利用图1(a)的缓冲电路结构对完整的压焊式封装器件进行测量,波形如图4所示。为了保护IGBT器件不损坏,减小了外加栅极电压。两种情况下均可观测到IGBT关断时的电压峰值以及随后的电容器的充电过程。当所加的直流电压值为770V,VCE减小到VCE,sat水平,如图4(a)所示。
  由于短路开通过程中,VCE大大降低,传统的VCE去饱和法观测就会显得太慢。在短路刚开始,甚至在图5所示的6μs时,若只依靠VCE电压波形将判断不出是短路开通还是正常导通。VCE特测法只有到了t=15.5μs后才能探测到短路发生,如图5所示。因此,必须考虑使用更快的检测方法。
2.5kV测试电压下压焊式器件SC1的测试图,VGE,ext≈13V 
图5  2.5kV测试电压下压焊式器件SC1的测试图,VGE,ext≈13V
  如果附加测试集电极电流iC,则在t=11.5μs后就可以检测到短路现象,如图5中虚线所示。此时iC> Iload+IRRM。在短路模式SC1中,图5说明了栅极电压检测的原理。和双脉冲下普通开关比较,米勒电容平台是不存在的。在开通后某个特殊时刻(图5中虚线所示的栅极电压检测线),将栅极电压与参考值相比,这个参考值刚刚高过米勒平台时对应的栅电压VGE。如果测试栅压VGE高于参考值,就可以在VCE上升之前检测到SC1。之后,就可以用一个较大的电阻来关断IGBT(软关断)。
  在短路开通的6μs和VCE去饱和的15μs之间(参见图5),带有缓冲结构的IGBT在SC1短路条件下的功耗低于无缓冲结构的情况。这样一来,短路耐受时间就可以超过通常参数表中给出的10μs。理想SC1短路下的能量存储公式WSC=IC,sat*VDC*tSC,不再适用,需要考虑实际的电压、电流波形。
 
  3.2 短路模式2
  与SC1相比,缓冲电路中短路模式2行为SC2不那么关键,参见图6(a)、图6(b)。相比有缓冲结构的来讲,没有缓冲结构的开通diC/dt更陡峭。diC/dt大就会导致去饱和进程加快,
dVCE/dt 更高。图6(a)中反方向栅极电流(非饱和阶段,蓝线所示)是图2(a)短路模式1的20多倍。7μs时,栅压高达17V,对应的IGBT电流峰值达到440A。随后的STO导致高达4.4kV
的过冲电压。在缓冲电路图6(b)中,SC2模式下的芯片更安全,VGE过冲电压、负向栅极电流和电流的峰值均更小。采用缓冲电路,可以避免零流、高VCE过冲的STO机制。

无缓冲电路  有缓冲电路 
图6  2.5kV单个芯片第二种短路特性(Lpar=9.5μH,Ls≈1.2μH):(a)无缓冲电路;(b)有缓冲电路
 
  4. 结论
  在抑制diC/dt的IGBT缓冲电路中,增大导通电感会严重的影响短路模式1和短路模式2的短路特性。短路模式SC1条件下,短路开通时IGBT两端的电压可能会降低到VCE,sat的水平,后果产生较高的dVCE/dt及米勒电容对栅极电压更大的反馈。由于VCE在开通初期较小,传统检测很难辨别是普通开关还是短路失效模式。为此阐述了两种备案:集电极电流波形法和栅极电压波形法。此外,缓冲电感对SC1有负作用,而对SC2有积极的影响,在这种情况下,VCE的去饱和特性和可能存在的STO机制得到了抑制。
 

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